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          帶兩個RMS檢測器的集成雙向橋,用于測量RF功率和回波損耗

          作者:Eamon Nash和Eberhard Brunner時間:2019-09-18來源:電子產品世界收藏

          定向耦合器用于檢測,應用廣泛,可以出現在信號鏈中的多個位置。本文探討ADI公司的新器件ADL5920,其將基于寬帶定向耦合器與兩個RMS響應檢測器集成在一個5 mm×5 mm表貼封裝中。相比于要在尺寸和帶寬之間艱難取舍的傳統分立式定向耦合器,該器件具有明顯的優勢,尤其是在1 GHz以下的頻率。

          本文引用地址:http://www.tyy68.com/article/201909/404973.htm

          在線損耗通常利用定向耦合器和檢波器來實現。

          圖1中,雙向耦合器用于無線電或測試應用中,以監測發射和反射的功率。有時希望將功率監測嵌入電路中,一個很好的例子是將兩個或更多信號源切換到發射路徑(使用RF開關或外部電纜)。

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          圖1.RF信號鏈中的正向和反射功率。

          定向耦合器具有方向性這一重要特性,也就是它能區分入射和反射RF功率。當入射RF信號在通往負載的路程中經過正向路徑耦合器(圖2)時,耦合一小部分RF功率(通常是比入射信號低10 dB至20 dB的信號),輸入RF檢波器。當正向功率和反射功率均要測量時,須再使用一個耦合器,其方向與正向路徑耦合器相反。兩個檢波器的輸出電壓信號將與正向和反向RF功率水平成比例。

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          圖2.采用定向耦合器和RF檢波器的典型RF功率測量系統

          表貼定向耦合器的基本問題是須在帶寬和尺寸之間進行取舍。雖然頻率覆蓋范圍為一個倍頻程(即FMAX等于兩倍FMIN)的雙向定向耦合器通常采用小至6 mm2的封裝,但多倍頻程表貼定向耦合器要大得多(圖3)。寬帶連接器式定向耦合器具有多倍頻程的頻率覆蓋范圍,但顯著大于表貼器件。

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          圖3.連接器式定向耦合器、表貼定向耦合器以及帶定向橋和雙RMS檢測器的ADL5920集成IC

          圖3還顯示了ADL5920評估板,它是一款新型RF功率檢測子系統,檢測范圍高達60 dB,采用5 mm×5 mm MLF封裝(ADL5920 IC位于RF連接器之間)。ADL5920的功能框圖如圖4所示。

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          圖4.ADL5920框圖

          ADL5920不是利用定向耦合器來檢測正向和反射信號,而是采用一種專利的定向橋技術來實現寬帶且緊湊的片內信號耦合。要了解定向橋的工作原理,我們需要先回顧惠斯登電橋。

          惠斯登電橋

          定向橋的概念基于惠斯登電橋(圖5),即在平衡時產生的差分電壓為零。在惠斯登電橋中,兩條支路之一中的一個電阻是可變的(R2),而另外兩個電阻(R1和R3)是固定不變的。總共有四個電阻——R1、R2、R3和Rx,其中Rx是未知電阻。如果R1 = R3,那么當R2等于Rx時,VOUT = 0 V。當可變電阻具有合適的值,使得電橋左右兩邊的分壓比相等,從而在產生VOUT的差分檢測節點上產生0 V差分信號時,認為電橋處于平衡狀態。

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          圖5.惠斯登電橋

          單向橋

          圖6是單向橋原理圖,非常好地解釋了這種器件的基本操作。首先要注意的是,定向橋需要針對特定Zo進行設計,并將插入損耗降至最低。如果RS = RL= R = 50Ω,則電橋的檢測電阻為5Ω,這樣插入損耗(<1dB)與信號檢測便實現了良好的折衷。從負載回頭看來計算ROUT,得到精確的50Ω端口阻抗,而計算RIN將得到50.8Ω端口阻抗(|Γ| = 0.008;RL = –42 dB;VSWR = 1.016)。如果在RFIP施加圖示信號,由于RIN約為50Ω,所以RFIP處的電壓約為電源電壓的一半。暫時假定RFIP處的電壓等于1 V,則RFOP處的電壓約為0.902 V。

          該電壓進一步衰減10/11 = 0.909,使得差分放大器的負輸入為0.82V,所得差分電壓為(1 – 0.82) = 0.18 V。電橋的有效正向耦合因子(Cpl)為

          image.png

          (1)

          就電橋而言,平衡意味著當信號反向施加時(RFOP至RFIP),VFWD檢波器(或Cpl端口)在理想情況下將看到零差分電壓,而當信號正向施加時(RFIP到RFOP),看到的將是最大信號。為了在這種結構中獲得最大的方向性,精密電阻最重要,因此將其集成是很有益的。

          在單向橋中,為了確定計算損耗所需的隔離,需要翻轉器件,然后將輸入信號施加于RFOP。在這種情況下,電橋是平衡的,差分放大器的正負輸入相等,因為相同的分壓比0.909 = (10R/(10R + R) = (R/(R+0.1R))導致差分電壓(V+減V-)= 0 V。

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          圖6.簡化單向橋電路圖

          雙向橋

          圖7是雙向橋的簡化圖,與ADL5920中使用的類似。對于50Ω環境,單位電阻R等于50Ω。因此,電橋的檢測電阻值為5Ω,而兩個分流網絡的電阻值均為約1.1 kΩ。

          這是一個對稱網絡,因此當RS和RL也等于50時,輸入和輸出電阻RIN和ROUT相同且接近50Ω。

          當源阻抗和負載阻抗均為50Ω時,內部網絡的歐姆分析告訴我們,與VREV相比,VFWD將相當大。在實際應用中,這對應于從信號源到負載的最大功率傳輸。這導致反射功率很小,進而導致VREV非常小。

          接下來,我們考慮如果RL為無限大(開路)或零(負載短路),會發生什么情況。在這兩種情況下,如果重復歐姆分析,我們會發現VFWD和VREV大致相等。這反映了一個實際系統在開路或負載短路情況下,正向和反射功率相等。下面將對這些情況進行更詳細的分析。

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          圖7.簡化雙向橋電路圖

          VSWR和反射系數

          在網絡分析中對誤差進行全面分析太復雜,超出了本文的范圍,但我們想在這里概述一些基本概念。Marki Microwave撰寫的應用筆記“方向性與VSWR測量”是一篇出色的文章,可供參閱1。

          行波是描述傳輸線路上電壓和電流的重要概念,因為其是位置和時間的函數。傳輸線路上的電壓和電流的一般解包括一個前向行波和一個反向行波,它們是距離x的函數2。

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          (2)

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          (3)

          在等式2和等式3中,V+(x)表示向負載行進的電壓波,而V–(x)表示由于失配而從負載反射的電壓波,Z0為傳輸線路的特征阻抗。在無損傳輸線路中,Z0由以下經典方程定義:

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          (4)

          傳輸線路的最常見Z0為50Ω。如果這樣的線路用特征阻抗端接,那么在50Ω信號源看來,它是一條無限長線路,因為沿著線路行進的任何電壓波都不會產生可以在信號源或線路上任何其他地方檢測到的反射。但是,如果負載不是50Ω,那么沿著線路會產生一個駐波,這是可以檢測到的,其由電壓駐波比(VSWR)定義。

          更一般地,反射系數定義為:

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          (5)

          其中Γ0為負載反射系數,γ為傳輸線路的傳播常數。

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          (6)

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          (7)

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          (8)

          R、L、G和C分別為傳輸線路單位長度的電阻、電感、電導和電容。

          損耗(RL)是反射系數(Γ)的負值,以dB為單位。這點很重要,因為反射系數和回波損耗經常被混淆而互換使用。

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          (9)

          除了上述負載失配以外,回波損耗還有一個非常重要的定義,即根據阻抗不連續處的入射功率和反射功率來定義,如下所示:

          image.png(10)

          其廣泛用于天線設計。VSWR、RL和Γ0的關系如下:

          image.png

          (11)

           image.png   (12)

          image.png

          (13)

          式14和式15分別代表駐波電壓的最大值和最小值。VSWR定義為波上最大電壓與最小電壓之比。線路上的峰值電壓和最小電壓分別為:

           image.png

          (14)

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          (15)

          例如在50Ω傳輸線路中,如果前向行進電壓信號的峰值幅度A = 1,并且線路與一個理想負載匹配,則|Γ0| = 0,沒有駐波(VSWR = 1.00),線路上的峰值電壓為A = 1。但是,如果RLOAD為100 Ω或25 Ω,那么|Γ0| = 0.333,RL = 9.542 dB,VSWR = 2.00,|V(x)|max = 1.333,|V(x)|min = 0.666。

          圖8是圖7的副本,但所示信號采用默認正向配置,并且指示了行進功率波,參考平面位于負載。在低頻時,波長相對于物理結構而言較長,電壓和電流同相,電路可以根據歐姆定律來分析。

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          圖8.帶信號的簡化雙向橋

          端口定義如下:輸入端口(端口1)為RFIP,輸出端口(端口2)為RFOP,耦合端口(端口3)為VFWD,隔離端口(端口4)為VREV。由于結構是對稱的,當信號在ZL處反射或施加于RFOP時,端口反轉。

          在負載匹配且發生器電壓連接到端口1 (RFIP)的情況下,ZS = ZL = Z0 = R = 50 Ω,

          image.png

          (16)

           image.png(17)

          VL/VS+為插入損耗LI或IL,單位為dB。

          image.png(18)

          0.1×R主線路電阻任一側的兩個并聯支路的衰減因數為:

          image.png

          (19)

          圖8中的|VREV|和|VFWD|公式顯示了正向施加信號時的電壓值。這些公式指出了簡化原理圖的基本方向性限制,原因是隔離端口的抑制性能(33 dB)不理想。

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          (20)

          從圖8中可以看出,線性域中雙向橋的方向性由下式確定:

          image.png

          (21)

          這表明:為了提高方向性,α需要等于插入損耗L1。

          在硅片中,峰值方向性通常比簡圖表明的要好(圖9)。

          如果ZL不等于ZO(正常情況下),則耦合和隔離端口電壓(復數)將為:

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          (22)

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          (23)

          其中,VS+是端口1(節點VS)處的正向電壓,VL-是端口2(節點VL)處負載的反射電壓。Θ是反射信號的未知相位,

          image.png

          (24)

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          (24)

          用(24)代替(22)和(23)中的VL-,并用(21)簡化結果,另外

          image.png

          (25)

          導致輸出電壓非常復雜。

          image.png

          (26)

          image.png

          (27)

          從(26)和(27)可以看出,當DL>>1時,

          image.png

          (28)

          在ADL5920中,電壓VREV和VFWD分別通過兩個60 dB范圍的線性dB RMS檢測器映射到電壓VRMSR和VRMSF,分別為(VISO/VSLP)和(VCPL/VSLP)。所以器件的差分輸出VDIFF(單位為dB)表示

          image.png

           (29)

          其中檢波器斜率VSLP約為60 mV/dB。

          使用(28)中(29)的電壓到dB映射,

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           (30)

          并在式30中使用式9,得到:

          image.png

          (31)

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          (32) 

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          圖9.ADL5920方向性與頻率的關系輸入電平為20 dBm。

          圖10顯示ADL5920被正向驅動時正向功率檢測RMS檢測器的響應。每條曲線對應于所施加的特定功率水平下輸出電壓與頻率的關系。曲線停止在10 MHz,低至9 kHz的頻率下的操作已得到驗證。圖11中,相同數據表示為輸出電壓與輸入功率的關系,每條跡線代表不同的頻率。

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          圖10.多種輸入功率水平下正向路徑檢測器的典型輸出電壓與頻率的關系

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          圖11.多種頻率下正向路徑檢測器的典型輸出電壓與輸入功率的關系

          當ADL5920的RFOUT引腳用一個50 Ω電阻端接時,不應有反射信號。因此,反向路徑檢測器不應該會記錄任何檢測到的反向功率。但是,由于電路的方向性是非理想的,會隨著頻率變化而滾降,所以反向路徑中會檢測到一些信號。圖12顯示了在500 MHz頻率下,當掃描RFIN且RFOUT用50Ω電阻端接時,正向和反向路徑檢測器測得的電壓。這些跡線之間的垂直壓差與電橋的方向性直接相關。

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          圖12.VRMSF和VRMSR輸出電壓與輸入功率的關系,500 MHz,電橋從RFIN驅動,RFOUT端接50 Ω。

          圖13顯示了改變負載對正向功率測量的影響。將規定的功率水平施加于RFIN輸入,RFOUT上的負載回波損耗從0 dB變化到20 dB。正如預期的那樣,當回波損耗在10 dB到20 dB范圍內時,功率測量精度非常好。但隨著回波損耗降低到10 dB以下,功率測量誤差開始增加。值得注意的是,回波損耗為0 dB時,誤差仍在1 dB范圍內。

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          圖13.測得的正向功率與施加的功率和負載的回波損耗之間的關系,在1 GHz下測量。

          圖14中,ADL5920用于測量負載的回波損耗,頻率同樣為1 GHz。將一個已知回波損耗施加于RFOUT端口。測量VRMSF和VRMSR,并反推回報損耗。

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          圖14.測得的回波損耗與施加的回波損耗和RF功率的關系,在1 GHz下測量

          關于此圖,有幾點需要注意。首先,可以看到,隨著回波損耗的改善,ADL5920測量回波損耗的能力下降。這是因為器件具有方向性。其次,請注意測量精度如何隨著驅動功率下降而降低。這是因為ADL5920板載RMS檢測器的檢測范圍和靈敏度有限所致。第三點與跡線中的明顯波紋有關。這是由于每次測量都是在單一回波損耗階段進行的。如果在所有回波損耗階段重復測量,則會產生一系列曲線,其垂直寬度將大致等于波紋的垂直寬度。

          應用

          憑借在線測量RF功率和回波損耗的能力,ADL5920可用于多種應用。其小尺寸意味著它可以置身于許多電路中,而不會對空間造成太大影響。典型應用包括在線RF功率監測(RF功率水平可高達30 dBm,其中插入損耗不重要)。回波損耗測量功能通常用于需要監測RF負載的應用。這可以是一個簡單的電路,用于檢查天線是否遭到損壞或斷裂(即災難性故障)。但是,ADL5920也可在材料分析應用中測量標量回波損耗。這最適合頻率低于大約2.5 GHz的應用,其中方向性(從而測量精度)大于15 dB。

          ADL5920評估板有兩種外形尺寸,如圖15所示。左側所示為傳統評估板,檢測器輸出電壓可通過夾式引線和SMA連接器提供。該評估板還包含一條校準路徑,可用于校準FR4板的插入損耗。

          右側所示的評估板集成度更高,包含一個4通道12位ADC (AD7091R-4)。此評估板可連接ADI公司的SDP-S USB接口板,其包含的PC軟件可計算RF功率和回波損耗,以及執行基本功率校準例行程序。

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          圖15.ADL5920評估板選擇

          參考文獻

          1Doug Jorgesen和Christopher Marki。方向性與VSWR測量:了解回波損耗測量。Marki Microwave,2012。

          2Guillermo Gonzalez。微波晶體管放大器分析與設計。Prentice-Hall,1984。

          3Eamon Nash。“理解、操作并實現基于二極管的集成式RF檢波器接口。”ADI公司,2015年11月。

          致謝

          感謝Steve Boyle提供深思熟慮的分析和建設性意見,感謝Rob Hicks創建評估板。此外,我們永遠感謝Peter Kearney所做的全部測量工作。

          Eamon Nash [eamon.nash@analog.com]是ADI公司應用工程總監。他已在ADI公司工作28年,擔任過涉及混合信號、精密和RF產品的不同現場應用支持和工廠職位。他目前在ADI公司的RF產品部門工作,專注于RF功率測量、相控陣雷達和毫米波成像。他擁有愛爾蘭利默里克大學電氣工程學士學位。

          Eberhard Brunner [eberhard.brunner@analog.com]是ADI公司資深設計工程師,擁有加州大學伯克利分校電氣工程學士學位(1988)和俄勒岡研究所電氣工程碩士學位(1995)。他還是圣克拉拉大學的校友。從加州大學伯克利分校畢業后,他曾在微波無線電公司Harris Farinon擔任調制解調器設計工程師。1991年,他搬到俄勒岡州,加入ADI公司西北實驗室,向ADI研究員Barrie Gilbert匯報工作。從那時起,他一直擔任技術員和應用工程師,主要從事設計工作,同時提供產品工程和營銷支持。他的專長領域是非線性模擬設計、RF功率檢測、醫學成像和微波設計。他目前在加州圣巴巴拉的以太網供電(PoE)設計部工作。他擁有10項已授權專利。



          關鍵詞: RF 測量 回波 功率

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